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傳遞函數(shù)
閱讀�69486時間�2011-01-27 09:03:29

  所謂傳遞函�(shù)即線性定常系�(tǒng)在零初始條件�,輸出量的拉氏變換式與輸入量的拉氏變換式之比。傳遞函�(shù)通常用于單輸�、單輸出�模擬電路,主要用在信號處�、通信理論、控制理�。這個術(shù)語經(jīng)常專門用于如本文所述的線性時不變系統(tǒng)(LTI)。實(shí)際系�(tǒng)基本都有非線性的輸入輸出特�,但是許多系�(tǒng)在標(biāo)稱參�(shù)范圍�(nèi)的運(yùn)行狀�(tài)非常接近于線�,所以實(shí)際應(yīng)用中完全可以�(yīng)用線性時不變系統(tǒng)理論表示其輸入輸出行�,有的書中也把其譯為:“轉(zhuǎn)移函�(shù)”�

常識

  傳遞函數(shù)概念的適用范圍限于線性常微分方程系統(tǒng).�(dāng)�,在這類系統(tǒng)的分析和�(shè)計中,傳遞函數(shù)方法的應(yīng)用是很廣泛的.下面是有�(guān)傳遞函數(shù)的一些重要說�(下列各項(xiàng)說明中涉及的均為線性常微分方程描述的系�(tǒng)).

    1. 系統(tǒng)的傳遞函�(shù)是一種數(shù)�(xué)模型,它表示聯(lián)系輸出變量與輸入變量的微分方程的一種運(yùn)算方�.

    2. 傳遞函數(shù)是系�(tǒng)本身的一種屬�,它與輸入量或�(qū)動函�(shù)的大小和性質(zhì)無關(guān).

    3. 傳遞函數(shù)包含�(lián)系輸入量與輸出量所必需的單�,但是它不提供有關(guān)系統(tǒng)物理�(jié)�(gòu)的任何信�(許多物理上完全不同的系統(tǒng),可以具有相同的傳遞函�(shù),稱之為相似系�(tǒng)).

    4. 如果系統(tǒng)的傳遞函�(shù)已知,則可以針對各種不同形式的輸入量研究系�(tǒng)的輸出或響應(yīng),以便掌握系統(tǒng)的性質(zhì).

    5. 如果不知道系�(tǒng)的傳遞函�(shù),則可通過引入已知輸入量并研究系統(tǒng)輸出量的�(shí)�(yàn)方法,確定系統(tǒng)的傳遞函�(shù).系統(tǒng)的傳遞函�(shù)一旦被確定,就能對系�(tǒng)的動�(tài)特性�(jìn)行充分描�,它不同于對系�(tǒng)的物理描�.

    6. 用傳遞函�(shù)表示的常用連續(xù)系統(tǒng)有兩種比較常用的�(shù)�(xué)模型,說明如下

    種表示方式為:

    第二種表示方式也叫零極點(diǎn)增益模型,具體形式�:

性質(zhì)

  1、傳遞函�(shù)是一種數(shù)�(xué)模型,與系�(tǒng)的微分方程相對應(yīng)�

  2、是系統(tǒng)本身的一種屬�,與輸入量的大小和性質(zhì)無關(guān)�

  3、只適用于線性定常系�(tǒng)�

  4、傳遞函�(shù)是單變量系統(tǒng)描述,外部描述�

  5、傳遞函�(shù)是在零初始條件下定義�,不能反映在非零初始條件下系統(tǒng)的運(yùn)動情況�

  6、一般為�(fù)變量 S 的有理分�,� n � m。且所有的系數(shù)均為�(shí)�(shù)�

  7、如果傳遞函�(shù)已知,則可針對各種不同形式的輸入量研究系統(tǒng)的輸出或響應(yīng)�

  8、如果傳遞函�(shù)未知,則可通過引入已知輸入量并研究系統(tǒng)輸出量的�(shí)�(yàn)方法,確定系統(tǒng)的傳遞函�(shù)�

  9、傳遞函�(shù)與脈沖響�(yīng)函數(shù)一一對應(yīng),脈沖響應(yīng)函數(shù)是指系統(tǒng)在單位脈沖輸入量作用下的輸出�

幅度近似

  1.頻率歸一�

  在設(shè)計濾波器的傳遞函�(shù)和研究濾波器的幅頻特性近似問題時,為了簡化計�,使計算�(guī)格化和通用化,通常采用頻率歸一化的處理方法。所謂頻率歸一�,是將傳遞函�(shù)�(fù)頻率s=α十jω除以基準(zhǔn)角頻率ω�,得到歸一化復(fù)頻率

  對于低�、高通濾波器,一般采用截止角頻率�1�,作為基�(zhǔn)角頻�;對于帶�、帶阻濾波器,一般采用中心角頻率00作為基準(zhǔn)角頻�。在用波特圖描述濾波器的幅頻特性時,通常橫坐�(biāo)用歸一化頻率Ω代替��

  2.傳遞函�(shù)的幅度近�

  在設(shè)計、研究濾波器�,通常是按通頻帶分�,分為低通濾波器、高通濾波器、帶通濾波器、帶阻濾波器。在�4種濾波器�,常將低通濾波器作為�(shè)計濾波器的基�(chǔ),高�、帶�、帶阻濾波器傳遞函數(shù)可由低通濾波器傳遞函數(shù)�(zhuǎn)換過來,因此,低通原型傳遞函�(shù)的設(shè)計是其他傳遞函數(shù)�(shè)計的基礎(chǔ)�

  如圖1所示為理想低通濾波器的幅頻特�。但是這種理想的幅頻特性不可能采用有限個元件組成的�(wǎng)�(luò)來實(shí)�(xiàn),只能采用一個有理函�(shù)來近似實(shí)�(xiàn)。因�,需要對濾波器的幅頻特性提出一個允許的變化范圍,如通帶增益波動范圍、阻帶必須達(dá)到的衰減、過渡帶帶寬和衰減特性等,如�2所示為幅度近似的低通幅頻特性。尋找一個合適的有理函數(shù)來滿足對濾波器幅頻特性提出的要求,尋找這個合適的有理函數(shù)即是濾波器的幅度近似�

理想低通濾波器的幅頻特性幅度近似的方式有兩類

  圖1理想低通濾波器的幅頻特性幅度近似的方式有兩��

幅度近似的低通幅頻特性

  圖2 幅度近似的低通幅頻特�

  濾波器的幅度近似

  ①最平幅度近�,也稱為泰勒近似,這種幅度近似用了泰勒級數(shù),其幅頻特性在近似范圍�(nèi)呈單�(diào)變化�

  ②等波紋近似9也稱切比雪夫近似,這種幅度近似用了切比雪夫多項(xiàng)�,其幅頻特性呈等幅波動�

  在通帶和阻帶內(nèi)可分別采用這兩種幅度近似方�,組合起來有4種幅度近似的方法,并�4種濾波器,分別是:巴特沃思濾波器、切比雪�?yàn)V波器、反切比雪夫?yàn)V波器和橢圓函�(shù)濾波�。如�3所示為�4種幅度近似低通濾波器的幅頻特性曲線�

種幅度近似低通濾波器的幅頻特性曲線

  �3種幅度近似低通濾波器的幅頻特性曲�

  一個n階低通濾波器,其頻率歸一化的傳遞函數(shù)通式�


  式中,K2(Ω)=B1Ω2十B2Ω4+…+BnΩ2n為幅度近似方法的特征函數(shù)。采用不同的近似方法,Κ(Ω)為不同的多�(xiàng)式�

由DAC諧波頻譜成分重構(gòu)�

  所有DAC都會表現(xiàn)出一定程度的諧波失真,諧波失真是用來衡量�(dāng)DAC輸入端采用一個理想的均勻采樣正弦波的�(shù)值序列驅(qū)動時,其輸出端能在多大程度上再現(xiàn)這個理想的正弦泀由于DAC的瞬�(tài)和靜�(tài)特性并不理�,因此輸出頻譜將會包含諧波成�。DAC的瞬�(tài)輸出特性包括壓擺率限制、非對稱上升和下降時�、有限建立時�。靜�(tài)特性與傳遞函數(shù)偏離直線的程度有�(guān)。本文將重點(diǎn)討論靜態(tài)特�,并闡述一種由輸出頻譜中觀察到的諧波成分導(dǎo)出DAC傳遞函數(shù)的方法。分析中假設(shè),傳遞函�(shù)而非瞬態(tài)輸出特性是所觀察到的諧波失真的主要來源。此假設(shè)在低頻時成立�

  DAC傳遞函數(shù)

  �1顯示一個理想的DAC傳遞函數(shù),它是一條斜�,y=mx+b。數(shù)字輸入位于x�,模擬輸出位于y軸�

理想的DAC傳遞函數(shù)

�1. 理想的DAC傳遞函數(shù)�

  x軸上的目�(biāo)范圍是從左邊的最小碼(A)到右邊的�(B)。y軸上的目�(biāo)范圍是從底部的最小輸出�(C)到接近頂部的輸出�(D)。定義理想傳遞函�(shù)的斜�(m)和y軸截�(b)的方程式用邊界值A(chǔ)、B、C、D表示。信號g(t)代表一個無失真的正弦波,由A至B范圍�(nèi)的數(shù)字輸入組�,時間軸向下。信號u(t)代表模擬輸出,其值在C至D范圍�(nèi),時間軸向右�

  輸出信號是通過傳遞函數(shù)反射的輸入信�。請注意,輸出信號是將g(t)上各�(diǎn)鏈接到u(t)上相�(yīng)�(diǎn)的結(jié)�。圖1顯示在特定時間點(diǎn)t=tk的傳遞操作例子,該時間點(diǎn)確定輸入信號上的�(diǎn)g(tk)。傳遞函�(shù)�(jìn)而將g(tk)鏈接到輸出信號上的相�(yīng)�(diǎn)u(tk)。對于理想的線性傳遞函�(shù),u(t)與g(t)成比例關(guān)�。請注意,g(tk)對應(yīng)于x軸上的點(diǎn)xk,它通過傳遞函數(shù)反射至y軸上的點(diǎn)yk。借助�(guān)于耦合�(diǎn)�(g(tn),u(tn))的已有知�,可以確定傳遞函�(shù)上的相關(guān)�(diǎn)(xn,yn)。因�,通過輸入信號g(t)上的�(diǎn)與輸出信號u(t)上的�(diǎn)之間的關(guān)�,完全可定義傳遞函數(shù)�

  對于N位DAC,邊界值A(chǔ)和B取特定�,即A = 0且B = 2N�1。而為了方便起�,指定邊界值C和D為C = A且D = B。這樣意味�(shí)際DAC輸出信號的比例和偏移,因而其峰峰值范圍為0�2N�1。利用A、B、C、D的這些�,因?yàn)樾甭蕀 = 1且截距b = 0,所以理想傳遞函�(shù)可簡化為y = x�

  到目前為�,討論的重點(diǎn)還是理想的DAC傳遞函數(shù),但�(xiàn)在我們有了可以處理失真DAC傳遞函數(shù)f(x)的工�,如�2所�。需要注意的主要特點(diǎn)是:傳遞函數(shù)不再是直線y = x,而是一個形狀函數(shù)f(x);圖中隨意以平滑弧形來表示。f(x)對輸出函�(shù)u(t)的影響也同樣重要。理想輸入g(t)通過傳遞函數(shù)f(x)反射,產(chǎn)生失真輸出u(t)。與�(xiàn)成DAC的傳遞函�(shù)相比,圖中所示的弧形傳遞函數(shù)較為夸張,僅為加�(qiáng)說明效果而已?,F(xiàn)代DAC的傳遞函�(shù)與理想的直線幾乎沒有偏差,但即使最微小的偏差也會導(dǎo)致輸出頻譜中出現(xiàn)諧波雜散�

失真的DAC傳遞函數(shù)

�2. 失真的DAC傳遞函數(shù)�

  能否成功重構(gòu)DAC傳遞函數(shù),取決于是否能通過已知的g(t)和u(t)確定各點(diǎn)(xk,f(xk))。這一過程分為兩步:首先采用一個代表理想采樣正弦波的數(shù)值序列驅(qū)動DAC輸入,利用頻譜分析儀測量DAC輸出,并記錄基波信號和盡可能多諧波成分的幅�;然后將測得的諧波幅值轉(zhuǎn)換為特定形狀的傳遞函�(shù)。如果操作得�(dāng),將g(t)代入f(x)仿真u(t)將產(chǎn)生與測量�(jié)果相同的諧波失真��

  步:測量DAC諧波

  步需要一個輸入序�,用來代表一個以等距時間間隔采樣的理想正弦波周期。目�(biāo)是重�(gòu)DAC傳遞函數(shù),因此從0�N�1的每個DAC碼必須在輸入信號中至少出�(xiàn)一�。輸入序列需�N以上的采樣點(diǎn)才能以等距間隔使用每個DAC�,實(shí)際上至少需�N+3個采樣才能保證每個碼都出�(xiàn)。下式可�(chǎn)�2K DAC碼的理想正弦序列(K � N+3)。函�(shù)round{x}將x舍入為最近的整數(shù)�


  其中n=0,1,2,3, ... 2K�

  此方程式假設(shè)DAC將標(biāo)�(zhǔn)二�(jìn)制格式的�(shù)字輸入字解碼�0�N�1范圍�(nèi)的無符號整數(shù)。對于偏移二�(jìn)制或二�(jìn)制補(bǔ)碼DAC,必須調(diào)整gn以表示負(fù)��

  �(shù)值序�(gn)以采樣速率fs重復(fù)提供給DAC,因此DAC輸出頻譜含有頻率f0=fs/2k的基波信號。諧波出�(xiàn)�2f0�3f0�4f0和f0的其它整�(shù)�。由于DAC輸出頻譜具有采樣性質(zhì),因此這些諧波的幅度受sin(x)/x響應(yīng)的限�。不�,f0與fs相比微不足道,因此sin(x)/x響應(yīng)�(shí)際上是平坦的,可忽略不計。例�,對于一�8位DAC,K � 11且f0 � fs/2048�100次諧波的sin(x)/x將不超過0.39% (0.034 dB)�

  為了�(zhǔn)確重�(gòu)傳遞函數(shù)f(x),需要根�(jù)諧波�(shù)(h)集盡可能記錄更多諧波的幅�。這些整數(shù)從h = 1(基波頻率)至h=H,其中H表示取測量幅值的諧波�(shù)。例�,對�10次諧波的測量,H = 10,該諧波�(shù)集為h={1, 2, 3, .. 10}�

  然后,將各測量諧波的幅�(M)與其諧波�(shù)�(guān)�(lián)。例如,M1�1次諧波(基波)的幅�,M2�2次諧波的幅值,依此類推至MH。諧波幅值通常用相對于基波幅值的分貝�(shù)(dBc)來衡�。dBc�(zhuǎn)換為線性單位的公式如下�



  其中D表示測得的諧波幅值,單位為dBc。例�,如�3次諧波的幅值為�40 dBc,則線性幅值M3 = 10�40/20�0.01。M1始終等于1,因?yàn)楦鶕?jù)定義,基波的幅值為0 dBc�

  第二步:重構(gòu)DAC傳遞函數(shù)

  該過程的第二步涉及到將諧波測量結(jié)果與傳遞函數(shù)相關(guān)。f(x)上的�(diǎn)取決于g(t)和u(t)上對�(yīng)�(diǎn)之間的關(guān)�,因此首先必須將頻域中的諧波幅值轉(zhuǎn)換到時域。請注意,組成g(t)的DAC碼與g(t)正弦形式的相�(guān)時間�(diǎn)一一對應(yīng)。因�,構(gòu)成g(t)的DAC碼與時域相關(guān)。此�,u(t)通過f(x)與g(t)相關(guān),而g(t)是一個時域函�(shù),因此u(t)也必須表示為時域函數(shù)。這樣就能將g(t)中的各時間點(diǎn)tk鏈接到u(t)中的相關(guān)時間�(diǎn),從而由g(t)和u(t)確定f(x)�

  將諧波幅值轉(zhuǎn)換到時域非常困難,因?yàn)�(x)必須明確與g(t)中的各可能DAC碼(0�N�1)相�(guān)。g(t)是一個理想正弦波,因此確保性的方法是將范圍限制在該正弦波單�(diào)增加的位置,如圖3加粗部分所�。如果沒有這一限制條件,f(x)上的一個點(diǎn)可能會映射到g(t)上的兩個點(diǎn),從而導(dǎo)致不明確�

  為演示這種不定�,請想象將區(qū)間T向下移動?,F(xiàn)�,f(x)上的�(diǎn)(xk, fkxk))可以與g(t)上的兩個點(diǎn)相關(guān),這是不可接受的。將范圍T限制在圖中所示位�,將不存在不定性。g(t)為正弦波,因此所需范圍T對應(yīng)�½周期,其初始相位偏移�3π/2弧度�

f(x)與g(t)之間的關(guān)系

�3. f(x)與g(t)之間的關(guān)��

  g(t)的范圍受T限制意味著u(t)也具有類似的范圍限制。因�,將所記錄的諧波幅值轉(zhuǎn)換到時域時,必須確保將u(t)限制在與g(t)相同的范圍T,如�4所示�

g(t)和u(t)的時域范圍

�4. g(t)和u(t)的時域范��

  請注�,實(shí)際的時間范圍T無關(guān)緊要,因?yàn)�(x)僅在g(t)和u(t)二者的幅值之間起�(zhuǎn)換作�。為簡化分析,將基波頻率(f0)歸一化為1。因��2次諧波的頻率�2�3次諧波的頻率�3,如此類�。所以,諧波頻率與諧波數(shù)(h)相等:fh=h。這一便捷�(guān)系可簡化從諧波測量結(jié)果Mh�(chuàng)建u(t)的數(shù)�(xué)計算�

  正弦波的一般時域表�(dá)式為�


  其中β為峰值振�,θ為初始相位偏移�

  用h代替f,并用Mh代替β,可以獲得各諧波uh(t)的時域表�(dá)式。不過應(yīng)記住,g(t)偏移3π/2弧度。此外,g(t)與u(t)之間通過f(x)�(guān)�(lián)意味著g(t)和u(t)在相位上是對�(zhǔn)�。用3π/2代替θ可提供所需的對�(zhǔn)。下式中,請注意0 � t < 1且π取代�2π,目的是將基波限制在范圍T所表示的半個周期:


  利用各諧波uh(t)的時域表�(dá)�,便可以重構(gòu)�(fù)合輸出u(t),表示為基波和諧波信號的和:


  如前所�,我們的目標(biāo)是將g(t)與u(t)相關(guān)以重�(gòu)DAC傳遞函數(shù)f(x)。此�,g(t)必須恰好�2N個樣本組成,以便與f(x)上的�(diǎn)一一對應(yīng)。因�,g(t)的樣本計算公式為�


  (n=0,1,2,3 .. 2N�1)

  g(t)�2N個樣本組�,因此由包括2N個采樣的u(t)采樣值集重構(gòu)f(x)似乎是合理的。然�,事�(shí)卻是至少需�2N+3個采樣才能為較小的Mh值提供適�(dāng)?shù)木取_@種情況下,u(t)各采樣點(diǎn)的計算公式應(yīng)如下�


  (n=0,1,2,3 .. 2N+3�1)

  請注�,這將�(dǎo)致u(t)所含的采樣�(shù)多于g(t),u(t)的多個樣本可能與f(x)和g(t)上的一個點(diǎn)對應(yīng),從而使u(t)和g(t)到f(x)的映射關(guān)系復(fù)雜化。因�,必須對特定的樣本組求平均�,以便提供到f(x)的合理映射。下面的偽代碼反映了所需的映射關(guān)�,其中假�(shè)使用一個N位DAC,g(t)�N個點(diǎn),u(t)�N+3個點(diǎn)。陣列DacXfr含有2N個元�,初始值均�0。執(zhí)行該代碼�,陣列DacXfr的元素包含歸一化的DAC傳遞函數(shù)�

  n = 0

  FOR i = 0 TO 2N�

  AvgCnt = 0

  WHILE i = g[n]

  AvgCnt = AvgCnt + 1

  DacXfr[i] = DacXfr[i] + u[n]

  n = n + 1

  IF n >= 2N+3

  EXIT WHILE

  END IF

  END WHILE

  IF AvgCnt = 0

  EXIT (fail because array, g[ ], is missing a DAC code)

  END IF

  DacXfr[i] = (DacXfr[i]/AvgCnt)/2N

  END FOR

  �(yàn)�

  為驗(yàn)證本文所述的方法,使用一臺頻譜分析儀來測量一�14位DAC的輸�;該DAC由一個代表理想正弦波的輸入序列驅(qū)�。記錄了�14次諧波的幅值(2次到15次,單位dBc�,并利用這些值重�(gòu)DAC傳遞函數(shù)f(x)。然�,將理想正弦輸入序列g(shù)(t)代入重構(gòu)的DAC傳遞函數(shù)f(x)�(jìn)行模�,產(chǎn)生一個輸出序�。一個FFT將u(t)�(zhuǎn)換為頻域等效值U(ω)。從U(ω)提取諧波幅�,并將其與頻譜分析儀的測量結(jié)果相比較,如�1所�。請注意,與7次諧波相�(guān)的誤差僅�0.065 dB�


  由于比例�(guān)�,重�(gòu)傳遞函數(shù)的圖形呈�(xiàn)為一條直�(y = x)。事�(shí)�,該傳遞函數(shù)與y = x的偏差足以產(chǎn)生表1所示的諧波成分。為幫助理解,圖5僅顯示了該傳遞函�(shù)與理想直線的偏差。垂直軸的單位為LSB�

DAC傳遞函數(shù)的殘差

�5. DAC傳遞函數(shù)的殘��

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