阻抗匹配器用在微波電子里的傳輸線�,來(lái)�(dá)到所有高頻的微波信號(hào)都能傳至�(fù)載點(diǎn)的目的�
阻抗匹配的方式分為兩種類型:一種是透過(guò)改變阻抗�,另一種則是通過(guò)�(diào)整傳輸線的波�(zhǎng)。要匹配一組線路,首先要用�(fù)載點(diǎn)的阻抗值去除以傳輸線的特性阻抗值來(lái)同一�,再把數(shù)值劃在史密夫圖表��
天線阻抗可能同時(shí)包含電抗與電阻成分。在�(shí)際應(yīng)用中,通常我們尋求的是純阻性的阻抗(z=R�,但是這種理想情況很難�(dá)�。例如一�(gè)偶極子天�,理論上真空中達(dá)到諧振時(shí)阻抗�73Ω。但�(dāng)送到天線上的信號(hào)頻率不是諧振頻率�(shí),電抗成分(±jX)就出現(xiàn)�。當(dāng)高于諧振頻率�(shí),天線帶感性電�,阻抗為Z=R+jX。類似地,當(dāng)?shù)陀谥C振頻率時(shí),天線帶容性電�,阻抗為z=R-jX。此�,在靠近地表的空間中,其阻性部分可能不�73Ω,而可能為30�130Ω的某一值。顯�,無(wú)論選用特性阻抗為多少的同軸電纜,都很有可能是不合適的。 �(shí)際無(wú)線電�(yīng)用中,為了將一�(gè)�(fù)雜負(fù)載(如天線)連到一�(gè)純阻性源�,最常見的情形是在負(fù)載與源之間構(gòu)造一�(gè)匹配�(wǎng)�(luò)。匹配網(wǎng)�(luò)的阻抗必須等于負(fù)載的�(fù)阻抗的共�。如,如果負(fù)載阻抗為R+jX,匹配網(wǎng)�(luò)的阻抗就必須為R一jX;類似地,如果負(fù)載阻抗為R一jX,匹配網(wǎng)�(luò)的阻抗就必須為R+jX
在高速的�(shè)�(jì)�,阻抗的匹配與否�(guān)系到信號(hào)的質(zhì)�?jī)?yōu)�。阻抗匹配的技�(shù)可以�(shuō)是豐富多�,但是在具體的系�(tǒng)中怎樣才能比較合理的應(yīng)�,需要衡量多�(gè)方面的因�。例如我�?cè)谙到y(tǒng)中設(shè)�(jì)�,很多采用的都是源段的串連匹�。對(duì)于什么情況下需要匹�,采用什么方式的匹配,為什么采用這種方式�
1� 串聯(lián)終端匹配
串聯(lián)終端匹配的理論出�(fā)�(diǎn)是在信號(hào)源端阻抗低于傳輸線特征阻抗的條件�,在信號(hào)的源端和傳輸線之間串接一�(gè)電阻R,使源端的輸出阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹�,抑制從�(fù)載端反射回來(lái)的信�(hào)�(fā)生再次反�.串聯(lián)終端匹配后的信號(hào)傳輸具有以下特點(diǎn)�
A 由于串聯(lián)匹配電阻的作�,驅(qū)�(dòng)信號(hào)傳播�(shí)以其幅度�50%向�(fù)載端傳播�
B 信號(hào)在負(fù)載端的反射系�(shù)接近�1,因此反射信�(hào)的幅度接近原始信�(hào)幅度�50%�
C 反射信號(hào)與源端傳播的信號(hào)疊加,使�(fù)載端接受到的信號(hào)與原始信�(hào)的幅度近似相��
D �(fù)載端反射信號(hào)向源端傳�,到�(dá)源端后被匹配電阻吸收�
E 反射信號(hào)到達(dá)源端�,源端驅(qū)�(dòng)電流降為0,直到下一次信�(hào)傳輸�
選擇串聯(lián)終端匹配電阻值的原則很簡(jiǎn)單,就是要求匹配電阻值與�(qū)�(dòng)器的輸出阻抗之和與傳輸線的特征阻抗相�。理想的信號(hào)�(qū)�(dòng)器的輸出阻抗為零,實(shí)際的�(qū)�(dòng)器總是有比較小的輸出阻抗,而且在信�(hào)的電平發(fā)生變化時(shí),輸出阻抗可能不�。比如電源電壓為�4.5V的CMOS�(qū)�(dòng)器,在低電平�(shí)典型的輸出阻抗為37Ω,在高電平時(shí)典型的輸出阻抗為45Ω[4];TTL�(qū)�(dòng)器和CMOS�(qū)�(dòng)一�,其輸出阻抗�(huì)隨信�(hào)的電平大小變化而變�。因�,對(duì)TTL或CMOS電路�(lái)�(shuō),不可能有十分正確的匹配電阻,只能折中考慮�
鏈狀�?fù)浣Y(jié)�(gòu)的信�(hào)�(wǎng)路不適合使用串聯(lián)終端匹配,所有的�(fù)載必須接到傳輸線的末�。否�,接到傳輸線中間的負(fù)載接受到的波形就�(huì)象圖3.2.5中C�(diǎn)的電壓波形一�??梢钥闯觯幸欢螘r(shí)間負(fù)載端信號(hào)幅度為原始信�(hào)幅度的一�。顯然這時(shí)候信�(hào)處在不定邏輯狀�(tài),信�(hào)的噪聲容限很��
串聯(lián)匹配是最常用的終端匹配方�。它的優(yōu)�(diǎn)是功耗小,不�(huì)給驅(qū)�(dòng)器帶�(lái)額外的直流負(fù)�,也不會(huì)在信�(hào)和地之間引入額外的阻�;而且只需要一�(gè)電阻元件�
2� 并聯(lián)終端匹配
并聯(lián)終端匹配的理論出�(fā)�(diǎn)是在信號(hào)源端阻抗很小的情況下,通過(guò)增加并聯(lián)電阻使負(fù)載端輸入阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配,達(dá)到消除負(fù)載端反射的目��
并聯(lián)終端匹配后的信號(hào)傳輸具有以下特點(diǎn)�
A �(qū)�(dòng)信號(hào)近似以滿幅度沿傳輸線傳播�
B 所有的反射都被匹配電阻吸收�
C �(fù)載端接受到的信號(hào)幅度與源端發(fā)送的信號(hào)幅度近似相同�
在實(shí)際的電路系統(tǒng)中,芯片的輸入阻抗很�,因此對(duì)單電阻形式來(lái)�(shuō),負(fù)載端的并�(lián)電阻值必須與傳輸線的特征阻抗相近或相�。假定傳輸線的特征阻抗為50Ω,則R值為50Ω。如果信�(hào)的高電平�5V,則信號(hào)的靜�(tài)電流將達(dá)�100mA。由于典型的TTL或CMOS電路的驅(qū)�(dòng)能力很小,這種單電阻的并聯(lián)匹配方式很少出現(xiàn)在這些電路��
雙電阻形式的并聯(lián)匹配,也被稱作戴維南終端匹配,要求的電流�(qū)�(dòng)能力比單電阻形式�。這是�?yàn)閮呻娮璧牟⒙?lián)值與傳輸線的特征阻抗相匹�,每�(gè)電阻都比傳輸線的特征阻抗�??紤]到芯片的�(qū)�(dòng)能力,兩�(gè)電阻值的選擇必須遵循三�(gè)原則�
⑴. 兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相等�
⑵. 與電源連接的電阻值不能太�,以免信�(hào)為低電平�(shí)�(qū)�(dòng)電流�(guò)��
?、牵?與地連接的電阻值不能太小,以免信號(hào)為高電平�(shí)�(qū)�(dòng)電流�(guò)��
并聯(lián)終端匹配�(yōu)�(diǎn)是簡(jiǎn)單易�;顯而易見的缺點(diǎn)是會(huì)帶來(lái)直流功耗:?jiǎn)坞娮璺绞降闹绷鞴呐c信號(hào)的占空比緊密相關(guān)�;雙電阻方式則無(wú)論信�(hào)是高電平還是低電平都有直流功�。因而不適用于電池供電系�(tǒng)等對(duì)功耗要求高的系�(tǒng)。另外,單電阻方式由于驅(qū)�(dòng)能力問題在一般的TTL、CMOS系統(tǒng)中沒有應(yīng)用,而雙電阻方式需要兩�(gè)元件,這就�(duì)PCB的板面積提出了要�,因此不適合用于高密度印刷電路板�
�(dāng)然還有:AC終端匹配� 基于二極管的電壓鉗位等匹配方��
維庫(kù)電子�,電子知�(shí),一查百��
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