automatic gain control簡稱AGC,也自動增益控制是指�放大電路的增益自動隨信號的強度而調整的自動控制方法。對放大�的增益進行自動調節(jié)的過�。通常是為了使隨輸入信號電平變化而引起的輸出信號電平變化��
(1)增益控制范圍��
�:電視AGC:20~60dB�
(2)保持系統(tǒng)良好的信噪比特��
(3)控制靈敏度高�
�:電視AGC:-3dB以內�
(4)控制增益變化�,幅頻、群時延特性不�,以減小信號失��
(5)控制特性受溫度影響��
FD05型AGC中頻放大器模塊是用于通訊設備的具有AGC(自動增益控制)功能的中波頻段小信號放大器,主要為散射凋�、解凋分系統(tǒng)配套。它可將微弱的中頻小信號通過外部可變的控制電壓放大為一個所需要的功率輸出,其中心頻率�70 MHz�
該產品的主要指標如下�
控制電壓:Vcon=0�3V
電源電流:Icc�300 mA
輸出電壓:Vo=0.1�2V
輸出增益:KM�60 dB
可控增益范圍:Avr�55 dB
中心頻率:fo=68�72 MHz
頻帶寬度:BW=10�16 MHz
帶內平坦度:Fm≤�2 dB
該產品的�(huán)境可靠性指標如下:
電源電壓范圍�+12V±5%(典型�+12V�
外殼工作溫度范圍:一40�+85�
存儲溫度范圍:一55�+125�
此外,該產品采用雙列直插模塊式,外型尺寸不大�(66.5×46.8×15mm,適用于SJ20668&#
8212;98微電路模塊總�(guī)范,產品可以每四個一組保持相同的線性控制電��
設計方案的確�
根據模塊的功能要求及�(huán)境要求,設計時首先初步確定了電路模式,并繪制出電路原理圖,然后進一步分析原理框圖中所需的元器件,并借助EDA仿真來模擬分選元器件,以基本實現電路功能�
根據方案的設�,利用計算機平面化沒計制�,以厚膜工藝組裝,確定的主要工藝流程如圖1所��
程序設計和電路原�
◇設計程�
首先可根據電路功能和該產品各工作部位的要求構畫出原理框圖和工藝流�,然后細化每一功能所需的元器件和輔助元件,并降額冗余選�,保證元器件質量的可靠��
◇電路工作原�
H-FD05模塊的內部功能框圖如�2所�。圖中中頻輸入信號經隔離電容、匹配網絡放大后,由帶通濾波器濾除其它雜波,冉經匹配放�,然后通過三級AGC電壓控制放大,經末級放大隔離輸出(直流隔離),使之達�60dB增益的中頻輸�??紤]到噪聲和紋波的干�,AGC控制電壓加了一級LC濾波網絡,各級之間均有隔離電容對直流進行隔離,三級AGC電壓放大均由PIN微波二極管整形緩��+12V電源加到模塊�,各級均有濾波電容對供電電源進行凈化,三級AGC放大均備有微調電容以消除信號振蕩和調整線性增��
◇方案的論證和評�
根據該電路的原理、依據和工藝,可由相關專家對電路原理的信號流�,每個元器件的規(guī)格型�,尺寸進行認真的分析,對一些有爭議的部位或元器件進行一定的修正。濾波器一般應外接,以便于帶寬調整,使其電路比較完�,也便于后續(xù)工作的實��
研制過程
◇元器件的選�
根據電路原理應選擇可靠元器件,并在集成電路中選擇滿足需要的功能。N1、N2 前級放大選用高精射頻放大�,N3、N4和N5選用高穩(wěn)定度中頻放大集成電路,N6末級大放選用低溫度系數的表貼中頻功放,并要求使用溫度范同要寬,以滿足工作的可靠性。電阻均采用1%高精度厚膜電阻,功率電阻均勻分�,以保證高低溫及振動沖擊的穩(wěn)定性;PIN微波二極管選用耐壓�、特性一致、結電容�、全表貼型,并且配對使用;電容均采用高可靠的獨石電容,電源濾波電容采用高�(wěn)定的X7R和超陶電容相結合,以加強濾波效果;調諧整形電容選用高�(wěn)定度� NP0片電�,保證寬溫下工作的低失真;電感選用高�(wěn)定的微型表貼電感,以確保小尺寸下的低溫升和線性輸��
◇結構選�
依據產品的小尺寸、輕重量、工作溫度范圍寬等要�,同時考慮到國產成熟的配套能力和單位為貫標生產線的現有標準結構,該產品開始定為38線金屬殼焊封。由于輸出端子和外部調諧整形、測試端比較�,并且要求引出端有一定的忍�,故選用雙列排式引線結構,電�、輸入、輸出端子分開排�,并增加了引出端子的接地屏蔽,使之達到用戶提出的要求�
◇改�
為提高產品特�,使之準確反應放大器的功�,針對降低殼體尺寸和提高精度等要�,除考慮集成電路的應用范圍外,還對此采取了相應的轉換措施,重點解決表貼元器件的尺寸,使之殼體尺寸降為28線平行封�,殼體尺寸從�66.5×46.8× 15mm降至41×28×6mm;另外還加強了PIN二極管的一致性配�(每塊三�,四塊一套共l2�)從而提高了產品的精��
設計技術難點及解決措施
◇結構布局
該AGC中頻放大器的中心頻率�70 MHz(屬高頻范�),其結構布局非常重要。在電路設計初期,雖然根據引線尺寸結構和電路流程進行了精細布局,縮短走�,靠近各引線�,控制線寬和線間�。但電路仍不理想,在信號衰減60dB時就被埋�,信號為0dB�10dB時就有自激振蕩,通過大量的實驗和消自激電容的調整以及穿插接�,使之勉強在寬增益下達到輸出要求。但在殼體尺寸進一步降低時,根據這些數據整理和前后級屏蔽地線分級隔離,重新布局繪制平面厚膜電路,尤其是相鄰強弱信號的地線屏蔽使其對微弱信號的干擾減�。另�,輸�、輸出分別設計在陶瓷基板的兩頭對�,內部電路流程設計成S走線,并如圖3所示分別隔�,最終才達到指標要求,即使這樣,在高低溫實驗時仍有不穩(wěn)定現�。通過微調電容和殼體接地點實驗,終于發(fā)現殼體的影響和端口駐波反�、內部功率電阻對射頻放大器的干擾影響。經過再次改進電路布局,將多余端線接口引線直接焊到基板,輸�、輸出端口采用高頻插頭以及殼體大面積接地,包括基背面導電帶接�,并調大功率電阻的面�,減小發(fā)�,才使之能在高低溫下�(wěn)定可靠的工作,同時還使其以自身來補償輸出自激�
◇采用微波二極管提高電路精度
該AGC中頻放大器的三級電壓增益放大均有三只PIN微波二極�
(2K4D)整形緩沖,它對輸出增益的一致性和增益控制電壓值尤其重�,該二極管的參數為:反向電壓VB�200 V、正向微分電阻Rr�1Ω、結電容CP�0.40PF、耗散功率PW�0.3w。開始組裝時,只注意到滿足軍品二極管的通用特�,但產品的一致�(相對控制電壓值各對應的各輸出幅�)都沒有引起足夠的重視,無法按用戶要求的四個一組進行配套,即容易造成生產成本的浪�。在初次問題分析中始終沒有找到問題所在,只是認為三個中放電路的不一�。經與用戶探討和試驗摸索�(fā)現:微波二極管的正向微分電阻和結電容直接影響其輸出一致�。事實上,二項參數一起配對并且一塊三�,四塊一組共12支要求一樣也比較困難,組裝前的篩選配對很難進行。之后經過逐級分析、微調試�,才能總結出它的變化�(guī)律。實際上,只要控制好三級中頻放大對應位置的二極管的一致�,即可達到輸出對應。至�,便可采用精分微波二極管的結電容,將其參數一致性的結電�(精確�0.01PF)裝在一�,以減少配套的工作量。在組裝�,將一致的二極管焊在同一級的位置�,從而提高了產品的合格率,達到了用戶要求。但針對各批次的一致性精�,還需掌握其規(guī)律進行控制,故要繼�(xù)�(tǒng)計分�,保證用戶放心使用和更換�
產品特點
因為該放大器獨特的通用性,與同類產品相�,針對原分立器件組裝的AGC中頻放大器專用模�,該產品除保證了原有的電特性有所提高以外,還有如下一些特點:
(1)模塊尺寸�,引出端采用標準28線平行封�,插拔更換比較方便�
(2)重量�,機械可靠性好。由于采用全表面貼裝結構,元器件全部小型�、微型化,使之重量遠遠低于分立器�,同時抗振動沖擊能力增強,不會出現引線振動沖��
(3)采用全金屬接地屏蔽、調諧方�。由于備份調整端子多,帶通濾波器外接,故可根椐需求很容易改變中心頻率和增益范圍等�
(4)模塊產品尺寸如圖4所示�
(5)該放大器的引出端排列符合�5�(guī)�。表1所列是其引出端功能�
結論
�2給出了該放大器的實測數據與要求指標的比較�
該產品在生產和調試過程中,嚴格按照制定好的工藝流程和質量控制進行。加之表面組裝的厚膜工藝和殼體封裝工藝都比較成熟,因而其實測數據完全滿足要求,且已通過設計定型。本AGC中頻放大器模塊可取代由分立器件組裝的電路形式。該模塊是中頻放大器專用模塊的一個新品種,為今后同類產品的研制提供了相對很好的經��
短波數字通信系統(tǒng)中接收機的AGC電路采用AD603可變增益放大器結合簡單的AGC控制電路來實�,具有較高的增益,動�(tài)范圍�70dB,頻帶寬度為90MHz,且電路結構相當簡單�
短波接收機在接收信號�,由于電離層的變化、衰落和接收信號條件等不�,其輸入端信號電平在很大范圍內變�。而接收機的輸出功率是隨外來信號的大小而變化的,接收機的輸出端會出現強弱非常懸殊的信號功率。為�,短波接收機中非常強調自動增益控�(AGC)電路。AGC電路是一種在輸入信號幅度變化很大的情況下,使輸出信號幅度保持恒定或僅在較小范圍內變化的自動控制電路。AGC的基本原理是產生一個隨輸入電平而變化的直流AGC電壓,利用AGC電壓去控制某些放大部�(如中�)的增�,使接收機總增益按照一定規(guī)律而變�。AGC電路主要由控制電路和被控電路兩部分組�??刂齐娐肪褪茿GC直流電壓的產生部分,被控電路的功能是按照控制電路所產生的變化著的控制電壓來改變接收機的增益�
目前,在短波接收機中放大器增益的控制方法主要有兩種。一種是改變放大器本身的參數,使增益�(fā)生變化,典型的是采用雙柵場效應管,通過改變其中某一柵的直流偏置電壓使增益發(fā)生變�;另一種是在放大器級間插入可變衰減器,控制衰減�,使增益�(fā)生變�,典型的是各種集成的可變增益放大�,本文討論的AGC電路就是采用ADI公司的AD603可變增益放大器結合簡單的AGC控制電路來實現的。要求增益大�50dB,AGC動態(tài)范圍大于65dB,輸出信號電平基本穩(wěn)定在-10dBm�
AD603工作原理
�1:AD603引腳功能
AD603是低��90MHz帶寬增益可調的集成運放,如增益用分貝表示,則增益與控制電壓成線性關系。管腳間的連接方式決定了可編程的增益范�,增益在-11�+30dB時的帶寬�90MHz,增益在+9�+41dB時具�9MHz帶寬,改變管腳間的連接電阻,可使增益處在上述范圍內。該集成電路可應用于射頻自動增益放大�、視頻增益控制、A/D轉換量程擴展和信號測量系�(tǒng),簡化原理框圖如�1所��
�1:AD603的原理框�
AD603由無源輸入衰減器、增益控制界面和固定增益放大器三部分組成。圖中加在梯型網絡輸入端(VINP)的信號經衰減后,由固定增益放大器輸出,衰減量是由加在增益控制接口的電壓決�。增益的調整與其自身電壓值無關,而僅與其差值VG有關,由于控制電壓GPOS/GNEG端的輸入電阻高達50MΩ,因而輸入電流很�,致使片內控制電路對提供增益控制電壓的外電路影響減小。以上特點很適合構成程控增益放大�。圖1中的“滑動臂”從左到右是可以連接移動的。當VOUT和FDBK兩管腳的連接不同�,其放大器的增益范圍也不一樣�
當腳5和腳7短接�,AD603的增益為40Vg+10,這時的增益范圍在 -10�30dB,本文的設計就是這樣應用�。當�5和腳7斷開�,其增益�40Vg+30,這時的增益范圍為10�50dB。如果在5腳和7腳接上電阻,其增益范圍將處于上述兩者之��
AGC電路工作原理及增益的分配和計�
� AGC電路工作原理
選用AD603作為主放大器,兩片AD603采用順序級聯形式,充分發(fā)揮每一片AD603的增益控制功能。AGC檢波�9018完成�9018同時送出AGC控制電壓。完整的放大器及AGC電路如圖2所示�
經兩級AD603放大的信�,一路由J2送入下一級信號通道,另一路則由C10輸入�9018用于AGC檢波�9018的發(fā)射極PN結完成AGC檢波,并由集電極經電容CAGC濾波后送出AGC控制電壓VAGC�
輸入信號增大時,9018的基極瞬時電流也增大,相應的集電極電流也跟著增大,從而R7兩端的瞬時壓降也增大,則集電極瞬時電壓減�,經濾波后得到的VAGC也相應減??;同樣,輸入信號減小時,VAGC則會增大,即VAGC與輸入信號的強度成反比,符合AGC電壓反向控制要求�
AD603�2腳對地壓降固��1腳對地壓降即為VAGC,從�1�2腳的電壓差V12受VAGC的控�。AD603的增益可表示為:G=40·V12+10。由此可�,隨著VAGC的增�,V12也增�,則AD603的增益變大;相反,若VAGC減小,V12也減�,則AD603的增益變小,從而使兩級AD603的輸出恒定在某個信號強度上。AGC時間常數的調整可以通過改變CAGC的容值來實現�
� AGC增益的分配和計算
兩片AD603采用順序級聯模式有利于控制精度和信噪比的提高。而順序級聯模式要求在放大信號時先啟用片AD603的增益,用盡后再用第二片的增�。由AD603的增益計算公式可�,當V12�-500�500mV之間�,其增益�-10�30dB范圍內變�,則兩片AD603的V12之間應有1V的電壓差,反應在�2�,即兩片AD603�2腳之間有1V的壓��
�2:放大器及AGC電路
根據實際設計應留有一定的余量。將片AD603的增益范圍定� -6�30dB,則相應的V12�-400�500mV,而其2腳已固定�5.5V,故1腳的控制電壓即VAGC應為5.1�6V。第二片AD603的增益范圍定�-10�24dB,則相應的V12�-500�350mV,而其2腳已固定�6.5V,故1腳的控制電壓即VAGC應為6�6.85V,兩片順序級聯后的總增益范圍�-16�54dB,如�3所��
�3:AGC增益分配情況
由以上分析可�,當AGC控制電壓VAGC�5.1V�6.85V變化�,兩級AD603的總增益將從-16dB�54dB線性增加。現在需要做的是調整9018的工作點,使得當輸入信號適當變化時,能夠�9018的集電極取出�5.1V�6.85V變化的AGC控制電壓VAGC。由�2可以看出,VAGC的大小取決于R7的阻值和集電極電流的大小�
在無信號輸入�,調�9018的靜�(tài)工作�,使9018�(fā)射極的PN結處于近似截止狀�(tài),并調整R7的阻值使得VAGC�6.85V,此時兩級AD603的增益全部放�,即54dB;當有信號輸�,但其信號強度尚不能�9018�(fā)射極的PN結導通時,AGC處于失控狀�(tài),輸出信號將隨著輸入信號強度的增大而增�;當信號強度足以�9018�(fā)射極的PN結導通時�9018處于AGC檢波狀�(tài),此時AGC開始起控,VAGC大約�25mV/dB的速率下降,直至下降到5.1V。對應的兩級AD603的增益也開始逐漸�54dB下降�-16dB,先是第二級AD603的增益逐漸�24dB下降�-10dB,然后級AD603的增益也開始逐漸�30dB下降�-6dB。此時,AGC進入飽和�,輸入信號強度再增大�,AGC已失去控制作�,輸出信號又將隨著輸入信號強度的增大而增�。這就是AGC的整個控制過�,即隨著輸入信號強度的不斷增�,AGC將歷經失�、開始起控、進入飽和、再次失控的控制過程�
� AGC起控點與飽和點的選取和計�
AGC起控點與飽和點的選取應根據具體的應用來計�。假設要求信號經AGC放大�,其信號強度�(wěn)定在W(dBm),AGC增益范圍為Ga~Gb(dB),則AGC起控點電�(dBm)為W-Gb;AGC飽和點電�(dBm)為W-Ga。在應用�,要求信號經兩級AD603的放大后,其信號強度基本�(wěn)定在-10dBm,而AGC增益范圍�-16�54dB,因此AGC起控點電平應�-10-54=-64(dBm);AGC飽和點電平應�-10-(-16)=6(dBm)。故此AGC所能處理的信號的動�(tài)范圍�-64�6dBm,共70dB�
AGC起控點的調整可通過改變R5的阻值來實現。事實上,改變R5的阻值也就是調整9018�(fā)射極的PN結壓�。此PN結用于AGC檢波�,其壓降大約被偏置在500�700mV之間。假設在工作過程中此PN結的瞬時壓降�600mV�,AGC開始起控,又假設要求的AGC起控點電平為-30dBm(20mV),那�,可以通過調整R5的阻值使得此PN結被偏置�580mV,則當輸入信號電平達�20mV時,此PN結的瞬時壓降�600mV,AGC開始起控。以上只是定性的近似分析,在實際電路的實現中,要根據測量結果,反復調整R5的阻�,才能滿足AGC起控點的要求。當然,AGC起控點有一個下限。就�2所示AGC控制電路來講,其AGC控制下限取決�9018�(fā)射極PN結壓降的調整精度,經實際測量,此值大約在100μV(-76dBm)左右�
實驗數據
�4:AGC測試框圖
將整個電路按�4所示連接進行閉環(huán)測試。在測試過程�,通過調整HP-8920A的可變衰減器來改變輸入信號強度的大小,輸出信號強度由HP-E4405B觀測,同時,通過萬用表測試VAGC的電壓�,測試數據如�2所��
�2:AGC測試數據
由表2的測試數據可以看出,輸入信號強度�-64dBm�6dBm變化�,AGC控制電路能夠相應地調節(jié)AGC控制電壓VAGC的大小,從而改變AD603的增�,使其輸出信號強度基本穩(wěn)定在-10dBm,整個控制范圍在70dB以上,滿足設計要求�
電路在通信系統(tǒng)領域有著非常廣泛的應�,主要用于各種接收芯片的中頻級和射頻�,實現壓縮動�(tài)范圍,抑制干擾脈沖和抗快衰落等作�。然而傳�(tǒng)的基于脈沖寬度調制波形輸出的AGC電路在環(huán)路穩(wěn)定性上較差,收斂速度�,外圍所需的元器件也較�,因而體積較大,這些極大地制約了AGC電路的性能。因此嘗試采用基于脈沖密度調制技術的AGC電路,以克服基于PWM技術的AGC電路的種種性能瓶頸�
1 AGC電路概述
在各種通信系統(tǒng)中,受發(fā)射功率大�,收�(fā)距離遠近,信號在傳輸媒介中會出現明顯的衰落等因素的影�,作用在接收機輸入端的信號強度有很大的變化和起伏。然而信道解調部分只能處理幅度變化不大的信號,信號過�、過弱或忽大忽小,都會使解調失敗。所以必須要有一個AGc電路,使接收機的輸入端能處理幅度變化很大的信�,而解調部分能收到一個平�(wěn)適中的信�,以進行信道解調。AGC電路可以使振幅變化范圍非常大的輸入信號,輸出時振幅變化范圍非常小,從而保證輸入到ADC的信號位于ADC的工作范�,AGC電路的功能框圖如�1所示�
�1中的A/D轉換器將輸入進來的模擬信號采樣量化為數字量后,經過信號平均電平檢測器算出平均電平,該平均電平與預先設定的參考電平值V,相比較,得到平均電平誤�,將該誤差送入IIR濾波器進行平滑累加后得到與所期望的AGC增益相對應的數字�(AGC控制�),通過D/A轉換器送入可變增益放大�(VGA)�
在上述這些模塊�,D/A模塊有多種方案可�。由于該模塊涉及到制造工藝和系統(tǒng)的外圍電�,而且D/A轉換器必須占用一定空間及消耗一定量的功�,因此D/A轉換器方案的選取,將對AGC甚至整個系�(tǒng)的性能和成本產生很大的影響�
D/A轉換器一般有下面三種方案可選�
(1)直接使用專用的D/A轉換芯片。這種方案轉換速度快,但成本太�,一般不予采��
(2)脈沖寬度調制�(PWM)+RC濾波器的方案。該方案成本低廉,但是D/A轉換速度�,AGC電路達到收斂的時間長,嚴重時會產生振�。該方案在對AGC�(huán)路穩(wěn)定性和收斂速度要求不高的通信系統(tǒng)中經常被使用�
(3)脈沖密度調制(PDM)+RC濾波器的方案。該方案可以克服PWM波的諸多缺點,但成本較高,適用于對控制要求較高的系統(tǒng)�
2 PDM與PWM的原理及比較
2.1 PWM理論及其特點
PWM是一種通過改變高低電平的比值來得到不同輸出電壓的調制方式。該調制輸出周期為T,占空比為N/M(N,M必須是整�)的方��
如圖2所示,電容C上的電壓就是PWM的輸出電壓Uout,在RC值足夠大時,Uout=Uin·(N/M)。PWM的精度與M有著很大的關�。當M=2時,只有0�1�2�2�2三種電壓輸出;而到M=256�,就�0�1�256�2�256�3�256,��256�256一�257種電壓輸出。M的大小取決于VGA的精�。一般來�,VGA能達�10位以上的精度,就是說M的取值要�1 024以上。隨著M的增�,RC的值也將相應增加,否則Uout就會呈現出明顯的鋸齒狀波形,使增益波動,惡化解調性能。但是如果讓RC增大,在增加元器件成本的同時,還會使Uout對IIR濾波器產生的數字量變化響應變�,延長AGC收斂時間,甚至造成AGC的振�,這在AGC電路的設計中是嚴格禁止的�
2.2 PDM原理
PWM的周期T是固定的,改變的是高低電平的占空�;而PDM的脈沖寬�(高電平寬�)是固定的,改變的是脈沖的密集程度,脈沖密集,Uout就越�;脈沖稀�,則Uout就越�。圖3給出電壓�5�16時的PDM與PWM波形�
可見,PDM相當于在時域上被打散的PWM。由于PDM的高低電平分布較為均�,因此在R,C值較小的系統(tǒng)�,也可以濾除高頻交流分量,從而克服PWM的缺點�
2.3 PDM的實�
假設PDM的脈沖周期為△T,將時鐘信號送入N位計數器,實�0�1,��2N-1的計數。在計數的單個脈沖周期△T�,將計數結果各個位上的邏輯值經過一系列邏輯操作,實現N位比較基準脈沖信�,分別為B0,B1,B2,�,B(N-1)。在每一個△T�,都只有一個位上有邏輯�1�,其他位上均為邏輯�0�。同時將輸出的N位數據與該比較基準脈沖信號B0,B1,B2,�,B(N-1)進行逐位與操�,再將各個位上的結果相或,便得到△T內的調制結果�
對于N位的信號,周期為T=2N×△T。對�8位數字信�,PDM調制結果為:
PDMout=B7&D7+B6&D6+B5&D5+B4&D4+B3&D3+B2&D2+B1&D1+B0&D0
其中,B0~B7為比較基準脈沖信號的低位到高位,而D0~D7為數字信號的低位到高��
如圖4所�,就�8位的PDM比較基準脈沖信號。其�,B7~B0的波形分別對�10000000B�01000000B�00100000B,��00000001B的PDM調制方波�
例如,對十六進制�2CH進行PDM調制�2CH對應的二進制數為�00101100”。其�,B5,B3,B2為�1�,其他各位均為�0�,經過逐位邏輯操作得:
PDMout=B7&0+B6&0+B5&1+B4&0+B3&1+B2�1+B1&0+B0�0=B5+B3+B2
經過一個周期的調制,使得到�5所示的PDM調制信號。這樣8位的數字信號就轉化為1位的脈沖信號�
在實際工程應用中,通常在系�(tǒng)中使用一個∑-△調制器來產生PDM波形。∑-△調制器的結構如�6所��
寄存器輸出的比特流中高電平的密度代表了輸入信號的幅度。如果圖6中虛線左側部分是模擬電路,輸入的是模擬信�,那么單位時間內輸出比特流中1的個數就反映了輸入模擬信號的幅度,實現A/D轉換功能。如果虛線左側部分是數字電路,輸人的是若干比特寬的數字量,那么對輸出的比特流進行低通濾波后,就得到了相應的電壓,實現的是D/A轉換功能。本AGC電路中使用的是∑-△調制器的D/A功能,并且輸入范圍為0�1 023,可實現足夠精確的D/A轉換�
3 PDM與PWM的仿真比�
3.1 PDM與PWM收斂時間仿真比較
�7是用Matlab對PDM和PWM進行的仿真對�。其中,電路參數:VGA增益�15 dB/V,R=100 Ω,C=0.1μF,AGC工作時鐘�10 MHz�
從圖7中可以看�,在相同的R,C條件�,使用PDM調制的AGC電路,在收斂時間上小于使用PWM調制的AGC電路�
3.2 PDM與PWM�(huán)路穩(wěn)定性仿真比�
從圖8和圖9中可以看�,在相同的R,C條件�,使用PDM調制的AGC電路,Uout的抖動小于使用PWM調制的AGC電路,環(huán)路穩(wěn)定性明顯較��
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本文通過PDM和傳�(tǒng)的PWM兩種調制方式的比較,最終得出使用PDM調制方式來充當AGC電路的D/A轉換�,從而控制前端VGA的增益的方案。該方案相對于PWM方案具有更短的AGC收斂時間和更�(wěn)定的�(huán)路特性。通過Matlab仿真驗證,表明了該方案的可行��
維庫電子�,電子知�,一查百��
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