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反激開關(guān)電源
閱讀�3821時間�2017-08-18 09:52:13

    反激�(Flyback)變壓器又稱單端反激式或"Buck-Boost"�(zhuǎn)換器。因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得�。反激式變換器以其電路�(jié)�(gòu)簡單,成本低廉而深受廣大開�(fā)工程師的喜愛�

    反激式變壓器適合小功率電源以及各種電源適配器。但是反激式變換器的設(shè)計難點是變壓器的�(shè)計,因為輸入電壓范圍�,特別是在低輸入電壓,滿�(fù)載條件下變壓器會工作在連續(xù)電流模式,而在高輸入電�,輕�(fù)載條件下變壓器又會工作在不連續(xù)電流模式�

目錄

    概述

    英文名稱:Flyback Transformer,F(xiàn)lyback Converter.

    �(yōu)�

    反激式變壓器的優(yōu)點有:

    1. 電路簡單,能高效提供多路直流輸�,因此適合多組輸出要求.

    2. �(zhuǎn)換效率高,損失�.

    3. 變壓器匝�(shù)比值較�.

    4. 輸入電壓在很大的范圍�(nèi)波動�,仍可有較�(wěn)定的輸出,目前已可實現(xiàn)交流輸入� 85~265V�.無需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出的要求.

    缺點

    反激式變壓器的缺點有:

    1. 輸出電壓中存在較大的紋波,�(fù)載調(diào)整精度不�,因此輸出功率受到限制,通常�(yīng)用于150W以下.

    2. �(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM)模式下工作時,有較大的直流分量,易導(dǎo)致磁芯飽�,所以必須在磁路中加入氣�,從而造成變壓器體積變�.

    3. 變壓器有直流電流成份,且同時會工作于CCM / DCM兩種模式,故變壓器在設(shè)計時較困�,反復(fù)�(diào)整次�(shù)較順向式�,迭代過程較復(fù)�.

基本原理和工作方�

    基本原理

    �(dāng)開關(guān)晶體管Tr ton�,變壓器初級Np有電� Ip,并將能量儲存于其�(E = LpIp / 2).由于Np與Ns極性相�,此時二極管D反向偏壓而截�,無能量傳送到�(fù)�.�(dāng)開關(guān)Tr off �,由楞次定�: (e = -N△�/△T)可知,變壓器原邊繞組將�(chǎn)生一反向電勢,此時二極管D正向?qū)�?�(fù)載有電流IL流�.反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)�(tài)波形

    �(dǎo)通時� ton的大小將決定Ip、Vce的幅�:

    Vce max = VIN / 1-Dmax

    VIN: 輸入直流電壓 ; Dmax : 工作周期

    Dmax = ton / T

    由此可知,想要得到低的集電極電�,必須保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在實際應(yīng)用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax � 2.2VIN.

    開關(guān)管Tr on時的集電極工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip�: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故當(dāng)Io一定時,匝比 n的大小即決定了Ic的大�,上式是按功率守恒原則,原副邊安匝數(shù) 相等 NpIp = NsIs而導(dǎo)�. Ip亦可用下列方法表�:

    Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax)η: �(zhuǎn)換器的效�

    公式�(dǎo)出如�:

    輸出功率 : Po = LIp2η / 2T

    輸入電壓 : VIN = Ldi / dt�(shè) di = Ip,� 1 / dt = f / Dmax,�:

    VIN = LIpf / Dmax � Lp = VIN*Dmax / Ipf

    則Po又可表示� :

    Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp

    ∴Ip = 2Po / ηVINDmax

    上列公式� :

    VIN : 最小直流輸入電� (V)

    Dmax : �(dǎo)通占空比

    Lp : 變壓器初級電� (mH)

    Ip : 變壓器原邊峰值電� (A)

    f : �(zhuǎn)換頻� (KHZ)

    工作方式

    反激式變壓器一般工作于兩種工作方式 :

    1. 電感電流不連續(xù)模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或稱 " 完全能量�(zhuǎn)� ": ton時儲存在變壓器中的所有能量在反激周期 (toff)中都�(zhuǎn)移到輸出�.

    2. 電感電流連續(xù)模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或稱 " 不完全能量轉(zhuǎn)� " : 儲存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個ton周期的開�.

    DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如�3.實際�,�(dāng)變換器輸入電壓VIN 在一個較大范圍內(nèi)�(fā)生變�,或是�(fù)載電� IL在較大范圍內(nèi)變化�,必然跨越著兩種工作方�.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能�(wěn)定工�.但在�(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀�(tài)作設(shè)計基�(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在 CCM時無消除電路固有的不�(wěn)定問�.可用�(diào)節(jié)控制�(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不�(wěn)�.

    DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的.

    DCM / CCM原副邊電流波形圖

    實際�,�(dāng)變換器輸入電壓VIN在一個較大范圍內(nèi)�(fā)生變�,或是�(fù)載電� IL在較大范圍內(nèi)變化�,必然跨越著兩種工作方�.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能�(wěn)定工�.但在�(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀�(tài)作設(shè)計基�(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在CCM時無消除電路固有的不�(wěn)定問�.可用�(diào)節(jié)控制�(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不�(wěn)�.

    在穩(wěn)定狀�(tài)�,磁通增量ΔΦ在ton時的變化必須等于�"toff"時的變化,否則會造成磁芯飽和.

    因此,

    ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns

    即變壓器原邊繞組每匝的伏�/秒值必須等于副邊繞組每匝伏�/秒�.

    比較�3中DCM與CCM之電流波形可以知�:DCM狀�(tài)下在Tr ton期間,整個能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電�,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負(fù)面效�(yīng)是增加了繞組損�(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電�,從而要求開�(guān)晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作.

    在CCM狀�(tài)�,原邊峰值電流較�,但開�(guān)晶體在ton狀�(tài)時有較高的集電極電流�.因此�(dǎo)致開�(guān)晶體高功率的消�.同時為達(dá)成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘余能量則要求變壓器的體積較DCM時要�,而其它系�(shù)是相等的.

    綜上所�,DCM與CCM的變壓器在設(shè)計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū)� ( CCM� Ip = Imax - Imin ).

反激式變壓器的設(shè)�

    FLYBACK變壓器設(shè)計之考量因素

    1.儲能能力.�(dāng)變壓器工作于CCM方式�,由于出現(xiàn)了直流分�,需加AIR GAP,使磁化曲線向 H 軸傾�,從而使變壓器能承受較大的電�,傳遞更多的能�.

    Ve: 磁芯和氣隙的有效體積.

    or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)

    式中Imax, Imin —� 為導(dǎo)通周期末,始端相應(yīng)的電流�.

    由于反激式變壓器磁芯只工作在象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的B.H效果與AIR GAP大小有密切關(guān)�(lián),如圖4.在交流電流下氣隙對ΔBac無改變效�,但對ΔHac將大大增�,這是有利的一�,可有效地減小CORE的有效磁�(dǎo)率和減少原邊繞組的電�.

    在直流電流下氣隙的加入可使CORE承受更加大的直流電流去產(chǎn)生HDC,而BDC卻維持不�,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對能量的儲存與傳遞都是有利�. �(dāng)反激變壓器工作于CCM�,有相�(dāng)大的直流成份,這時就必須有氣隙.

    外加的伏秒�,匝數(shù)和磁芯面積決定了B軸上ΔBac�; 直流的平均電流�,匝數(shù)和磁路長度決定了H軸上HDC值的位置. ΔBac對應(yīng)了ΔHac值的范圍.可以看出,氣隙大ΔHac就大. 如此,就必須有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀�(tài)并平�(wěn)直流成分.

    反激式變壓器�(shè)計步�

    例如:輸入電�:AC90-264V 輸出電壓:19V 輸出電流:3.16A 輸出功率:60W 頻率:70K

    Step1. 選擇CORE材質(zhì),確定△B

    本例為ADAPTER DESIGN,由于該類型機散熱效果�,故選擇CORE材質(zhì)�(yīng)考量高Bs,低損耗及高μi材質(zhì),�(jié)合成本考量,在此選用Ferrite Core, 以TDK � PC40 or PC44為優(yōu)�, 對比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材質(zhì)單位密度

    相關(guān)參數(shù)如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100�

    Bs = 390mT Br = 60mT @ 100� Tc = 215�

    為防止X'FMR出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應(yīng), 此例以低△B�(shè)�.

    � △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT �0.2 T

    Step2確定Core Size� Type.

    1> 求core AP以確� size

    AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)

    = [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4

    式中 Pt = Po /η +Po 傳遞功率;

    J : 電流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 繞組系數(shù) 0.2 ~ 0.5 .

    2> 形狀及規(guī)格確�.

    形狀由外部尺�,可配合BOBBIN, EMI要求等決�,�(guī)格可參考AP值及形狀要求而決�, �(jié)合上述原�, 查閱TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可滿足上述要求,但RM10和EPC30可用繞線容積均小于LP32/13,在此選用LP32/13 PC44,其參�(shù)如下:

    Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm

    AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )

    Step3估算臨界電流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )

    本例以IL�(dá)80% Iomax時為臨界點設(shè)計變壓器.

    � : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A

    Step4求匝�(shù)� n

    n = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*�2 - 20 = 107V

    = [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]

    = 5.5 � 6

    匝比 n 可取 5 � 6,在此� 6 以降低鐵�,但銅損將有所增加.

    CHECK Dmax:

    Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52

    Step5求CCM / DCM�

    ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533

    Step6計算次級電感 Ls 及原邊電� Lp

    Ls = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH

    Lp = n*n*Ls = 6*6*12.76 = 459.4 uH � 460

    此電感值為臨界電感,若需電路工作于CCM,則可增大此�,若需工作于DCM則可適當(dāng)�(diào)小此�.

    Step7求CCM時副邊峰值電流Δisp

    Io(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )

    ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85A

    Step8求CCM時原邊峰值電流ΔIpp

    ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A

    Step9確定Np、Ns

    1> Np

    Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts

    因計算結(jié)果為�?jǐn)?shù)�,考慮兼顧�、副邊繞組匝�(shù)取整,使變壓器一、二次繞組有相同的安匝�,故調(diào)� Np = 60Ts OR Np = 66Ts

    考量在設(shè)定匝�(shù)比n�,已有銅損增加,為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選 Np = 60 Ts.

    2> Ns

    Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts

    3> Nvcc

    求每匝伏特數(shù)Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts

    � Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6

    Step10計算AIR GAP

    lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm

    Step11計算線徑dw

    1> dwp

    Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A

    Awp = 0.676 / 4 J�4A / mm2 or 5A / mm2

    = 0.1 (取�0.35mm*2)

    2> dws

    Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)

    量可繞性及趨膚效應(yīng),采用多線并繞,單線不應(yīng)大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, � 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)

    3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4

    上述繞組線徑均以4A / mm2之計�,以降低銅�,若結(jié)�(gòu)�(shè)計時線包過胖,可適�(dāng)�(diào)整J之取�.

    4> 估算銅窗占有�.

    0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)2

    0.4Aw �60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2

    � 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.26

    0.4 * 125.3 = 50.12

    50.12 > 19.26 OK

    Step12估算損�、溫�

    求出各繞組之線長. 求出各繞組之RDC和Rac @100� 求各繞組之損耗功� 加總各繞組之功率損�(求出Total�) � : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN繞線平均匝長 4.33cm

    � INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts

    � INS = 10*4.33 = 43.3 cm

    Nvcc = 7Ts

    � INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm

    查線阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100�

    Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100�

    Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100�

    R@100� = 1.4*R@20�

    求副邊各電流�. 已知Io = 3.16A.

    副邊平均峰值電� : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A

    副邊直流有效電流 : Isrms = √�(1-Dmax)*I2spa� = �(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A

    副邊交流有效電流 : Isac = �(I2srms - Io2) = �(4.562-3.162) = 3.29A

    求原邊各電流� :

    � Np*Ip = Ns*Is

    原邊平均峰值電� : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A

    原邊直流有效電流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A

    原邊交流有效電流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*�0.52 = 0.79A

    求各繞組�、直流電�.

    原邊 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω

    Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω

    副邊 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω

    Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω

    Vcc繞組 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω

    計算各繞組交直流損�:

    副邊直流� : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W

    交流� : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W

    Total : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W

    原邊直流� : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W

    交流� : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W

    忽略Vcc繞組損�(因其電流甚小) Total Pp = 0.461W

    總的線圈損� : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W

    2> 計算鐵損 PFe

    查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T �,Pv = 0.025W / cm2

    LP32 / 13之Ve = 4.498cm3

    PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W

    Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W 估算溫升 △t 依經(jīng)驗公� △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / �0.88 = 24.3 �

    估算之溫升△t小于SPEC,�(shè)計OK.

    Step13�(jié)�(gòu)�(shè)�

    查LP32 / 13 BOBBIN之繞線幅寬為 21.8mm.

    考量安規(guī)距離之沿面距離不小于6.4mm.

    為減小LK提高效率,采用三明治結(jié)�(gòu),其結(jié)�(gòu)如下 :

    X'FMR�(jié)�(gòu) :

Np
#1
3.2 / 3.2
2 -- A
Φ0.35 * 2
30
1L
SHI
#2
3.2 / 3.2
SHI- 4
2mils * 12
1
3L
Ns
#3
3.2 / 3.2
8.9 - 6.7
Φ0.4 * 6
10
3L
SHI
#4
3.2 / 3.2
SHI- 4
2mils * 12
1
1L
Np
#5
3.2 / 3.2
A -- 1
Φ0.35 * 2
30
1L
Nvcc
#6
3.2 / 3.2
3 -- 4
Φ0.18
7
2L
#7
� �(jié) � A �
2L

 

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